英国IQD公司IC晶体振荡器电路剖析

近年来国内的生产厂家和企业接触到越来越多欧美的晶振，来自英国的IQD公司就是其中一家，这家频率元件供应商存在了45年之久，主要生产和经营石英晶体，时钟振荡器，压控振荡器，温补晶振，恒温晶体振荡器，铷振荡器，GPS恒温晶振等石英水晶组件。产品料号多达上百种，常规和非常用的应有尽有，基本上都可以满足不同用户的需要，客户遍布80多个国家，面向商业用，汽车，工业，通信等领域的用户，提供多语言全方位销售服务，使不同地域的用户购买IQD晶振都能轻松简单。

大多数IC都内置晶体振荡器电路采用门控皮尔斯设计的振荡器围绕单个CMOS反相门构建。对于振荡器应用这通常是单个反相阶段包括一个P信道和一个N信道增强型MOSFET，更为人所知在数字世界中作为无缓冲逆变器（见图。1）。可以使用缓冲逆变器（通常是包括三个串联的P-NMOSFET对，但是数千的相关增益将导致a可能不太稳定的成品振荡器。

实际的振荡器电路如图2所示包括Un-Buffered逆变器，两个电容器，两个电阻和石英晶体。要了解如何这个石英晶体振荡器工作在CMOS反相门必须被认为是具有增益，相位和增益的线性放大器传播延迟约束，而不是逻辑设备使用1和0。

图3显示了直流传输特性（Vinvs.Vout）和Un-Buffered的DCBiasPoint线HCMOS变频器74HCU04。在3.3V和1MΩRf，逆变器将与其输入和输出坐在一起电压在~1.65V。现在据说这台逆变器偏向于其线性区域。输入的微小变化电压将被增益放大并显示为a输出电压变化较大。

图4显示了一组典型的开环增益曲线同样的74HCU04。在3.3V时，逆变器的增益为20（26dBV）从DC到2MHz，3dB滚降频率为8.5MHz，仍然有增益超过100MHz。

对于这个用作振荡器的偏置反相门，它必须具有足够的增益克服了反馈网络的损失（图1中的C1，C2，Rlim和石英晶体）。2），足够的负电阻在振荡频率上过来了晶体等效串联电阻，以及整个电路周围的相移必须是360o。人们很容易认为这种74HCU04变频器可以用于制造振荡器工作在100MHz以上，因为它在3.3V时有足够的增益，但实际上它由于各种原因，制造一个高达~20MHz的稳定振荡器才是实用的振荡器环路周围的相移。

对这个电路的分析很难概括，因为它非常依赖于家庭使用的CMOS栅极和该特定CMOS系列的内部结构。所有CMOS反相门具有输入电容，输出电容和输出'阻力'和传播延迟，所有这些都影响C1，C2和Rlim的选择在图2中，最终是OSC石英晶振的上工作频率。的选择偏置电阻Rf通常在1MΩ和10MΩ之间，有效地降低一个值在水晶上出现并可能导致水晶在虚假或嗡嗡声中振荡泛音频率。

考虑一个20MHz晶振，ESR为15Ω，C0为3pF，需要负载电容为20pF，晶体功耗约为100μW。从所需的20pF负载电容开始，这可以近似为C1+栅极输入电容（典型值为1至5pF）与C2串联。C1的比例到C2会影响增益和石英晶体谐振器功耗。一个好的起点是C1≈C2。为了增加环路增益（并降低晶体功耗），使C1。这个对于负载电容，产生C1=33pF，C2=47pF的合理起始值栅极具有~3pF的输入电容为20pF。

由传播延迟引起的相移计算如下：-

相移=传播延迟*工作频率*360o

由工作频率引起的相移计算如下：-

相移=Tan-1（Fosc/F3dB）

对于这种20MHz设计，这相当于35o对于传播延迟和67o为了工作频率。剩下的72o由Rlim+反相门产生输出'电阻'和PI网络包括C1，C2和SMD晶体。它是通过反转门的附加相移设定上部工作此设计的频率限制。

如果没有，检查所选设计的“优点”几乎是不可能的专业测试设备。检查“良好”的一个方法是监视波形反相门的输入和输出。这将需要高带宽示波器和一个专门的探测器。普通的x10示波器探头将有一个输入阻抗为~10MΩ，与10pF并联。10MΩ将形成直流电位使用1MΩ偏置电阻Rf将分压器连接至GND，这将改变OSC晶振偏置点。在测量逆变器输入时，10pF将直接出现在C1上波形使C1=43pF，而非设计的33pF。观察到的任何痕迹示波器将完全无效（并且很可能探头将停止无论如何振荡器工作）。更好的示波器探头选择是“有源”或“有源”“FET”探头，内置于探头尖端，具有高输入阻抗缓冲器。输入“有源”探头的阻抗通常>10MΩ，与<2pF并联，但与之前一样探测振荡器时必须考虑使用此探头的影响。对于这种设计，需要所需的波形（假设使用的是合适的探头改变振荡器工作条件）是一个无失真的3.3VCMOS20MHz方形波形在逆变器输出和干净的20MHz正弦波1V至3Vpk/pk（在1.65V偏置点上叠加）在逆变器输入端。重要的是输入波形pk/pk值始终小于逆变器电源（Vdd）以防止通过限制输入保护二极管输入。使用示波器探头无法测量实际的晶体功耗因为晶体两端的电压和通过晶体的电流不同相。这是由设计的20pF的负载电容引起的，需要晶振工作频率下的电感（非电阻）。假设实际的晶体电流可以测量（使用高带宽，超低电感交流电流探头例如）那么仍然无法确定实际的晶体功耗因为电路中的晶体“电阻”仍然未知。水晶制造商通常会指定最大ESR（等效串联电阻）和最大值静态电容（C0）。在上述设计中，这些数字约为50Ω和~7pF分别。实际的ESR可以低至2Ω，Co低至1pF甚至更高典型值为15Ω和3pF。

“电路电阻”（Re）的公式计算如下：-

Re=Resr（1+C0/Cl）2

在我们的设计中，Cl的负载电容为20pF，但Resr和C0是未知的，除非它们是在晶体之前用专用的晶体阻抗计测量的用在电路中。

不同的振荡器电路设计的方法都不一样，在这方面进口晶振品牌技术要比国内领先许多，尤其是美国，英国，日本，德国等陪国家已达到世界先进水平，因此我国用户采购的石英晶体振荡器至少90%以上都来源于海外。